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■壊れた・・・＿冂○


２００４年は陽性な梅雨模様だった。昨年はオホーツクの湿った気流で重たくじめじめした６，７月だったが、今年は重たいところがなくザーと降ってはカァーッと晴れ上がる。当然気温も高めだ。

なのに警戒感度が不足だった。＿冂○

気温が高い夏場は熱暴走の可能性がなきにしもあらず。夏場は我が完対パワーアンプはそのケース天板を開けはなって放熱効果を高める安全策を講じるのが吉なのだ。実際ケース天板を開放しておきさえすれば熱暴走などおきないし、アイドリング電流も極めて安定なのだ。が、我がウサギ小屋の平面面積は僅少なのでどうしても接地面積を節約するためにアンプを重ねておく必要があって、夏場以外はパワーアンプもやはり蓋を閉めて重ねた状態で運用しているのである。今年もそろそろ天板を開ける時期かなと思ってはいたのだが、まだ大丈夫だろう、電源ラインに保護用のヒューズも入れてあるし・・・、と怠け心もあってちょっとの手間を惜しんで油断したのがいけなかった。

ある日そのヒューズが音をたて閃光を放って切れた。あっ！　一瞬青醒める・・・


な〜に切れたのはヒューズだけだろう、という淡い願いを込めた希望的観測は甘かった。２０世紀の人類の貴重な遺産であるエピタキシャルメサ型バイポーラパワートランジスタ、２ＳＤ２１７が片チャンネル上下とも逝ってしまったのである・・・。すまない・・・＿冂○

完全対称型パワーアンプの温度補償は必ずしも簡単ではない。特にこれをバイポーラトランジスタで構成するとバイポーラＴＲの温度係数は皆単純に正であるから、回路中の全ての要素が温度上昇と共に出力段バイアスを増加させる方向に働いてしまう。これによって出力段は一層熱を発し、それが回路中の素子をさらに暖め、これがまた出力段バイアスを増加させるという温度的正帰還状態になるのである。完全対称型の回路構成は典型的にこれが当てはまる。初段の定電流回路、２段目差動アンプ、終段ドライバー等、全て出力段のアイドリングを増やそうという方向で働くのだ。これ故その温度補償はなかなか面倒なのである。

この点ＦＥＴはＱ点がどこにあるかという問題はあるもののＱ点電流以上では温度係数は負となるので、これらがＦＥＴで構成されていると温度上昇と共に出力段バイアスを減少させるという温度的負帰還状態が期待できるので楽だ。実際これらがＦＥＴである我がＮｏ−１４４やＮｏ−１４４（改）はこれまで一度も熱暴走事故を起こしたことはない。これらは外見的には終段ＵＨＣ−ＭＯＳをサーミスタ１個で温度補償しているだけのように見えるが、実はこれらＦＥＴの自己温度補償作用が有効に働いているのである。（といって完璧であるという訳ではないので御油断なきよう。（＾＾；）

だが、バイポーラＴＲの場合はそうはいかない。のでより厳密な温度補償を考えないと上手く行かない。だから我がＮｏ−１３９（もどき）その２ではサーミスタで終段パワートランジスタの他にそのドライバーである２ＳＣ９６０の補償もしていたのである。が、やはり初段定電流回路と２段目差動アンプが野放しでは駄目なようだ。ケース天板を開けて通気を良くした場合は問題がないのだが、ケースを閉めて内部に熱気が貯まる状態だと徐々に終段アイドリングが増加してしまう。

と、分かってはいたのだが、この世に完全なものはない。その欠点や限界をわきまえていかに長所や能力を活用していくかがこの世の核心だ。な〜んて誰でも知っていることだがこれがなかなか身に付かないのもまた世の常。（＾＾；　今回はその活用のさじ加減を誤ったのだ。という反省を踏まえて・・・どうするか。である。

そこでこれである。
Ｎｏ−１７４に学びＮｏ−１３９（もどき）をＮｏ−１７４（もどき）に改造したのだ。

最新の完全対称型パワーアンプは、２段目差動アンプに電流帰還ＮＦＢを掛けて利得を殺しその分初段差動アンプと出力段で利得を獲得するという手法が採用されている。我が家ではその方式のパワーアンプはまだ試していない。ので、この機会にその新機軸を試してみたい。

ということもあるが、本当の理由は２段目定電流回路の温度補償作用への期待だ。といってここに移されたサーミスタによる温度補償作用のことではない。定電流回路に起用されたＴＲ自体による温度補償作用である。この定電流回路はここでは２段目差動アンプが終段に送り込む電流の一部を引き抜くのがその役割である。であるから直流動作としてはその働きが強まるほどに終段のバイアスは減少するのである。サーミスタ２００Ｄ５もそういう理由でここに設置されている。これが暖まって抵抗値が減ると定電流回路の動作電流が増えて結果終段のバイアスが減少するのである。と、同じことが定電流回路のＴＲに期待できるのだ。その温度係数は正であるからその温度が高まるほどに定電流回路の動作電流は増加し、結果終段のバイアスを減少させる方向に働く。要するにこの回路構成によってＴＲの正の温度係数が負の温度係数として働くのである。そしてこれを初段定電流回路のＴＲと２段目差動アンプのＴＲの正の温度係数をキャンセルするという温度補償素子として機能させようということなのである。

実際のところは初段定電流回路はエミッタ抵抗が２．４ｋΩと大きいのでそれほど影響は大きくなく、２段目差動アンプの影響の方が遥かに大きい。これが発熱すると共に動作電流が増えて終段のバイアスを増加させてしまうところを、２段目定電流回路のＴＲの方も同様に発熱することにより定電流回路の動作電流も増えてこれを定電流回路側に吸い込むことにより終段のバイアスは一定に保たれる。という温度補償効果である。であるから上下のＴＲの消費電力量を揃え、エミッタ抵抗値も同じにすることが理想であり、また、キャンセル効果を高めるには２段目定電流回路のエミッタ抵抗を小さくするほど効果的ということになるのだが、温度補償の観点だけでそれらを決する訳にはいかないので、なるべくそのようなことも頭に入れて定数を決定する。で、この回路である。

この点以外は初段と終段でゲインを稼ぎ２段目はその橋渡しに徹するという新思想を守ったＮｏ−１７４（もどき）になっていると思うが、２段目差動アンプにカスコードアンプを付けているのはその思想に反する点かもしれない。２段目を極力シンプルにするという思想には相容れない感じがするのだが、ここのＣｏｂがこのアンプの主要な位相補正を担うという現実からして、カスコードにしてＳＥコンで位相補正したいという衝動にどうしても駆られてしまう。（＾＾；

また、終段ＴＲのエミッタ抵抗０．１Ωも復活することにした。これの音への影響の大きさはかつて体験したことであり大きな賭だが、ゲイン的にはその分初段にｇｍの大きい２ＳＫ１１７を採用してお釣りがくる筈であり、０．１Ωの電流帰還ＮＦＢ効果による終段の特性改善も考えるとトータル的には良くなる可能性もなきにしもあらずなのではないかと。で、０．１Ωを追加するのであれば保護回路も追加すべきであろうということで将来に向け最新の電源遮断型保護回路の保護条件検出部も加えることにしたのである。なのに初段にも従来からの保護回路の一部が付いているのは新保護回路の本体を作るのはずっと後回しと考えているから（＾＾；

とまぁ私としてはかなり考えた結果の定数設定である訳なのだが、一応その妥当性はＰＳｐｉｃｅ（評価版）にも占って貰っておいたほうが良いだろう。

で、ｒｖａｌ＝２Ω、４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、１ｋΩのパラメトリック解析。終段アイドリング電流はこれで３２７ｍＡである。

凡例左からｒｖａｌ＝２Ω、４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、１ｋΩの場合。そのオープンゲインは低域で負荷４Ω時６７．５ｄＢ、負荷８Ωの場合７３ｄＢに達することが分かる。電圧増幅段の電源電圧が低いために初段の動作電流とその負荷抵抗値を上げられない設定であるにもかかわらずオリジナルＮｏ−１７４と同程度のオープンゲインが得られており、Ｎｏ−１７４（もどき）と称する資格はありそうだ。

が、これでオリジナルと同じクローズドゲイン設定２３ｄｂ程度（＝ＮＦＢ量５０ｄＢ程度）はなしえるだろうか。ちょっと危なげかも・・・（＾＾；　と言うのは、どうも今一上手く行かないのである。負荷が低インピーダンスの場合では１００ｋＨｚから１０ＭＨｚ当たりの位相回転の戻りが思うようにならないし、逆にインピーダンスが高くなるとその付近の位相の戻りは良いのだが、下の図でも分かるように利得の方の減衰度が悪くなって折角戻った位相の戻り効果をキャンセルしてしまうのである。これからするとどうも２３ｄＢ設定は難しそうな感じがするのだが・・・　

ではあるのだが、取りあえず製作にかかる。

今回はこの際なのでケース内部構造も一新し、従来の２次元配置構造を改め３次元配置構造に大規模改造することにした。

従来すべての基盤、放熱板をケース底板に取り付けていたのだが、これは当初の製作の手間は省けるものの、楽あれば苦ありでその後基盤にちょっとした手を加えるにも難儀を強いられた。ので、この際立体構造を採用し、ケース天板と底板が完全にフリーになるように、放熱板はケース側板に取り付け、基盤はケース上部に渡したアルミの桟から吊り下げたのである。

結果、メンテナンス性能は比較にならないほどに向上し、全体の配線作業も当然放熱板、基盤をケースに取り付けてからケースをひっくり返した写真左下の状態で行ったのである。実を言えば、どのみち今回の回路改変に伴う改造作業はとても一回では完成版にはならないだろうという思いもあるのである。基盤作り直しも想定しておく必要がある。となると、このように簡単に基盤を交換して配線作業もやり直せるようにしておく必要がある。という当初からの見通しに基づくケース内部構造の一新である。

なお、今回２段目に定電流回路を導入する関係上初段、２段目用のマイナス電源が必要になる。これを我が家でＮｏ−１３９（もどき）にも流用しているＮｏ−１４４用の電源から作り出すため、余っているＡＣ６．３Ｖを両波整流して−３４Ｖに重ねて−４２Ｖを得た。写真右下がそのために新たに電源部に加わった造作だ。

で、完成だ。となれば早速、動作確認と音出しだ。（＾＾）　±３４Ｖ電源ラインには１Ａのヒューズを入れ調整を始めよう。

結論から言えば音は出た。さらに期待の２段目定電流回路による温度補償効果は実に効果的だ。この暑い最中にこれまでは天板を付けた場合はアイドリング電流の微増傾向が止まらない状況だったが（天板を外せばＯＫ）、今度はその状態でもきちんと一定値を保つではないか。ようやく温度補償は完成だ。（＾＾）

と思ったのであるが、どうもいかんのである。何が？って動作が今一不満足なのだ。ある位相補正状態では出力オープンで不安定だったり、では、と出力オープンで安定になるようにすると今度は低インピーダンス負荷（２Ω負荷）で不安定になったり、例の２段目のＣを増やせば安定になるというようなものでもなさそうで、実は上の回路図の状態はこれら位相補正の試行錯誤を行った結果の最終回路図なのである。

これでまずまず実用的な状態なのだが、結局はほどなく解体してしまった。だから上の写真はもう幻なのである。（＾＾；

別に音が悪いということではない。のだがやはりどこかまだ不安定なのだ。例えばそれが電源オフ時等の過渡的状態の際に現れる。電流計で監視してみると電源オフの瞬間発振したかのように一瞬大電流が流れる。

やはりシミュレーションが示すとおりなのだ。あれこれシミュレーションを重ねてもなかなか上手く行かないのは１ＭＨｚ付近での頑強な位相回転である。どうもその理由は素子数が多いという点とＩＶ変換抵抗が１．５ｋΩと大きいという点が絡んでいるような感じなのである。０．１Ωのエミッタ抵抗を入れるとそのＮＦＢ効果で終段のゲインが減少しその結果２段目に入れたＣの位相補正効果が減少することもかなり影響している。結論としてはＮｏ−１７４型式は一筋縄ではいかないようで、“もどき”を考えられるほど優しくないなと。で、大人しく諦めてしまったのだ。（＾＾；

■Ｎｏ−１３９（もどき）に戻る（＾＾；

考えてみればＮｏ−１７４型式は入力インピーダンスの低い（＝動作に電流を要する）バイポーラＴＲから可能な限りの最大出力を絞り出すためのものであって、我が家では電源にＮｏ−１４４用電源を流用する以上得られる最大出力はその電源電圧で制限されるのだからその回路型式を採用する必然性はない。し、比較的大きなオープンゲインも２段目差動アンプの本来の能力を活用しつつ、初段の高域時定数はカスコードを採用することもあってＫ３０をＫ１１７に変更してもあまり影響はないから初段にｇｍの大きなＦＥＴを採用することでも達成しうるのではないか。

また、半導体完全対称型パワーアンプの最低時定数＝ｆｃは２段目差動アンプに電流帰還を採用してもしなくてもそのＢ−Ｃ間のＣで形成されるには違いないし、２段目にゲインを持たせても適正なポール配置をすれば終段に加えて２段目がゲインを持っても完全対称型はそれらのポールが１個に溶け込むのだから大丈夫の筈。２段目定電流回路による完璧な温度補償効果には未練はあるがそれはまた別な方法を考えよう、等々と考えて結局Ｎｏ−１３９（もどき）に戻ってしまったのである。（＾＾；

それがこれだ。実のところはあれやこれやシミュレーションし、位相補正の試行錯誤もやった結果なのだが（＾＾；
前のＮｏ−１３９（もどき）その２に比較すると、回路的には初段ＦＥＴが２ＳＫ３０から２ＳＫ１１７に変わり、終段２ＳＤ２１７に０．１Ωのエミッタ抵抗が加えられて、２段目の位相補正コンデンサーが５ｐＦから１０ｐＦに変わった程度の違いしかない。

その他、初段定電流回路にツェナーとシリーズに１Ｓ１５８８、初段負荷の１．５ｋΩと温度補償用サーミスタの間に１Ｓ１５８８が加わったが、勿論これらは初段定電流回路の２ＳＣ１４００と２段目差動アンプの２ＳＡ６０７を温度補償するためのものだ。Ｎｏ−１７４型式における２段目定電流回路によるこれらの温度補償に変わるものとして導入したのである。

電源は元に戻って３電源でも十分なのだが、すでに電源部は改造済みであるので初段用の−４２Ｖ電源は折角だから活用することにしたのだ。

ＰＳｐｉｃｅ（評価版）でシミュレーションしてみよう。これで終段アイドリング電流は３１０ｍＡ程度である。

負荷は同じくｒｖａｌ＝２Ω、４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、１ｋΩのパラメトリック解析。

オープンゲインは低域で負荷８Ω時７３ｄＢ、４Ω時６７．５ｄＢと上の１７４（もどき）と同程度確保できている。十分ではないか。これで回路図を比べてみると分かるように初段２ＳＫ１１７のソース側のトリマーの抵抗値は２００Ωであり、２段目差動アンプの負荷のＩＶ変換抵抗の値も２２０Ωなのだ。ともにゲインを小さくする方向での定数設定だが特性的には望ましい方向だ。これで同じゲインと電源電圧に見合った最大出力、そして安定な動作が得られるならばこれで十分ではないか、という訳である。

なーんて（＾＾；、実はこちらも作った当初は上のＮｏ−１７４（もどき）と同じく位相補正にはやや難儀したのだが、最終的には出力に０．１μＦ＋１０Ωをパラに入れることで実用上十二分と思える安定度を確保したという経緯があったことを告白せねばなるまい。（＾＾；

今回の経験からすると、終段パワーＴＲのエミッタに０．１Ωの抵抗を入れると当然終段の電圧ゲインは減少し、逆に周波数特性は良くなるのだが、これによって２段目差動アンプＢＣ間のＣによる位相補正効果は弱まりこれによる１ＭＨｚ超の領域における位相の戻りが小さくなる点がひとつ、そして周波数特性が良くなるせいか特にアンプ負荷のインピーダンスが大きくなるほどにＭＨｚ帯域での利得の減衰率が低下してしまうことが今ひとつ、とあって、これがどうもバイポーラＴＲによる完全対称型パワーアンプのオープンゲインを大きくして大きなＮＦＢを掛けようとする場合にネックになるように感じられるのである。

Ｋ先生はこの辺何のこともなく上手く回避され、深いＮＦＢを安定に掛けておられるのだが、残念ながら私にはその技量がないようだ。（＾＾；

ので後者の問題については出力に０．１μＦ＋１０Ωをパラに入れることで回避したのである。そして今ひとつの前者の問題については初段に３００ｐＦ＋１ｋΩのステップ型位相補正を入れるか２段目差動アンプＢ−Ｃ間の位相補正Ｃを２０〜４０ｐＦに増やせば良いのだが、私としては５０ｄＢもの深いＮＦＢを掛けるのを諦め、クローズドゲインを以前と同様の３２ｄＢ設定にすることで対処することにした。これでも低域で４１ｄＢものＮＦＢが掛かることであるし、あまり位相補正だらけなのも何となく見苦しい感じがするし、音もこの方が良さげな気がするし、やはりＮｏ−１３９（もどき）を名乗る以上クローズドゲイン設定は３２ｄＢでしょう。（＾＾；

というわけでＮｏ−１３９（もどき）に戻って当初作り直した基盤が左上であり、ケース内に収まっている基盤の今の姿が右上である。２段目差動アンプの２ＳＡ６０７に今回加えた温度補償は当初からのものであるが、初段定電流回路の２ＳＣ１４００の温度補償とアンプ出力にパラの０．１μＦ＋１０Ωの位相補正は後から加わったものであることが分かる。まっ、試行錯誤の結果であるが、これもケース内を３次元構造にしたお陰で楽に可能になったのだ。（＾＾）

で、温度補償は完璧になったのか？　と言えばこれでも２段目定電流回路で補償したＮｏ−１７４（もどき）までには完全ではないと言わなければならない。が、少なくとも以前の状態よりは随分改善されたと言えるだろう。なお、子細な点ではサーミスタにパラの抵抗が一個２２０Ωから３３０Ωに変更になっているが、これは初段の動作点電流がやや増えたことに伴うものである。この抵抗値を増やすと過補償になる。といってわざと過補償にすれば良いというものではない。そういうことをすると夏場に調整した時は良いが、環境温度の下がった冬場にアンプを始動する際に過大なアイドリング電流が流れて、下手をするとパワーＴＲを昇天させかねない。ということになるのだ。

で、問題は音だが・・・。

低域のエネルギーでも我がＵＨＣ−ＭＯＳパワーアンプと互角に渡り合える“Ｎｏ−１３９（もどき）その３　Ｗｉｔｈ　２ＳＤ２１７”となったようだ。（＾＾）

（２００４年１０月１１日）

２０年ぶりのその後

・早２０年。 ・No-1３９もどきｗｉｔｈ２ＳＤ２１７パワーアンプ。 ・久方振りに現役復帰させる。 ・改造、改廃をまぬがれて生き残っていたのだが、現役復帰前に多少見直す。 ・その前に、終段に起用しているトランジスタのｇｍをUHC-MOS-FETたちと比較してみる。
・左から、青が２ＳＣ５２００、赤が２ＳＫ２５５４、緑がＣＯＰＴ−１２１、そしてピンクがＣＯＰＴ−１１９。 ・２０Ａまでしか表示していないのは、トランジスタはこれ以上は飽和してしまうため。 ・が、８Ω１００Ｗパワーアンプでも必要な電流最大値は５Ａ程度なので、実際のところUHC-MOS-FETの大電流領域は宝の持ち腐れ。 ・で、こうして観れば、トランジスタのｇｍは、UHC-MOS-FETでも一番大きいｇｍの２ＳＫ２５５４と同程度に大きい。 ・だからトランジスタで良い。 ・というのがＮｏ−１３９（もどき）ｗｉｔｈ　２ＳＤ２１７が今日まで生き残ってきた理由の一つ。
・今回、復帰に当たって多少回路を見直した。
・初段差動アンプのＦＥＴを２ＳＫ１１７から２ＳＫ３０に変更してオープンゲインを１０ｄＢ下げ、クローズドゲイン設定も３２ｄＢ程度から２２ｄＢ程度に１０ｄＢ下げる。 ・双方同じく１０ｄＢ下げたので位相補正コンデンサーの容量は従来と同じ。 ・ただ、2段目差動アンプの左側にも同容量の位相補正コンデンサーを追加した。不要のように思えるがＬＴＳｐｉｃｅの占いではＭＨｚ以上の領域で効果がある。 ・終段の２ＳＤ２１７ののアイドリング電流設定は１５０ｍＡ程度にした。 ・初段定電流回路の２ＳＣ１４００と２段目差動アンプの２ＳＡ６０７はそれぞれ１Ｓ１５８８で温度補償し、終段ダーリントンの２ＳＣ９６０と２ＳＤ２１７もサーミスタ２００Ｄ５でそれぞれ温度補償しているので、アイドリング電流の安定度は良い。
・ゲイン-周波数特性。 ・図は２つで一組で、上がＲ２５＝１Ω、Ｒ２４＝１ｋΩの場合、中がＲ２４＝Ｒ２４＝５００Ωの場合、下がＲ２５＝１ｋΩ、Ｒ２４＝１Ωの場合。 ・各組の上の図は、いずれも赤がオープンゲイン、緑がクローズドゲイン、青がループゲイン。 ・負荷Ｒ＝４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析なので、オープンゲイン（赤）とループゲイン（青）は下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・緑のクローズドゲインは、それぞれ拡大したものを下の図としてに付けている。 ・これもそれぞれ下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。 ・Ｒ２４とＲ２５は実際は１ｋΩのボリュームで、電圧帰還と電流帰還を調整するモーショナルフィードバック調整用だが、上がＲ２５を０．１Ωとしたのが電圧帰還（ＶＮＦ）最大の場合、下がＲ２４を０．１Ωとしたのが電流帰還（ＣＮＦ）最大の場合、中がＲ２４＝Ｒ２５＝５００Ωとした中間の場合である。 ・電圧帰還最大から電流帰還最大方向で、８Ω負荷の場合のクローズドゲインの変化が一番小さいが、４Ω負荷では、その方向でややクローズドゲインが小さくなり、８Ω以上では、その方向でクローズドゲインがやや大きくなり、その程度は負荷抵抗が大きい方が大きい。 ・これは電流帰還側の電流検出抵抗Ｒ２３を０．４７Ωにしてあるため。 ・このアンプは８Ω負荷を想定しているので、このクローズドゲイン設定では本来Ｒ２３はＭＣＰ７４の０．６８Ωにすべきなのだが、手に入らなかった。 ・ので、しょうがなくＭＣＰ７４の０．４７Ωで代用。 ・これが０．４７Ωだと、６Ω負荷で電圧帰還最大と電流帰還最大でのクローズドゲインの乖離が一番小さくなるだろう。 ・いずれ、Ｒ２３で設定した想定負荷ちより大きな負荷では、電圧帰還最大から電流帰還最大方向でクローズドゲインがやや大きくなり、想定負荷より小さな負荷では、電圧帰還最大から電流帰還最大方向でクローズドゲインがやや小さくなる。 ・これによってモーショナルフィードバック調整抵抗を電圧帰還側から電流帰還側に回すほどに、低音（ウーハー）の制動がきつめから緩めに変化する。という効果を発揮する。 ・が、このモーショナルフィードバック調整の効果はそう有用ではなかったのか、この方式もとうに捨てられてしまった。 ・実際これでモーショナルフィードバックなのか？という論点もあるが、少なくとも、これでこのパワーアンプ出力のインピーダンスが小さいものから大きいもの（電圧出力から電流出力方向）に変化する。 ・が、世の中のスピーカーが電圧出力のパワーアンプを前提に作られている現実においては、この方式の意味は殆どなかったということだろう。大体のスピーカーでは、電流出力最高方向にセットすると低音がボワンボワン（大げさな表現です。）になってしまうから。 ・要はスピーカーとの相性の問題、丁度よい調整点を探す手間の問題なのだが、まぁ、大体は電圧帰還最大にするのが良いスピーカーシステムが大半なので、特に必須の機能ではなかったということなのだろう。 ・とは言え、スピーカーシステムによっては効きすぎる制動が過剰に感じられることもあり、その場合はやや電流出力方向に調整すると低域の豊かさを感じられて丁度良い場合があるのも確か。 ・なので、この機能も引き続き残しておく。
・１０ｋHz方形波応答を観る。 ・入力１Vｐ−ｐ１０ｋHz 方形波。 ・モーショナルフィードバックコントローラーはCNF一杯。
・非常に綺麗な方形波応答だ。 ・だが立下りきる直前に多少のリンギング一波が生じている。何故だろう？ ・知らない。 ・なお、ＶNF一杯にしても応答波形に特段の変化はない。
・歪率を観る。 ・負荷は８Ω。 ・ＶＮＥ：ＭＡＸ。
・６４W以下では全域で０．１％未満。 ・最大出力は歪率１％未満で７０Ｗといったところ。 ・十分な出力だ。
・内部。
・音
・を聴いて終わるところだったのだが、終わらず、回路を次のように変えた。
・スピーカーに流れる電流検出抵抗のＲ２３を、０．４７Ωから０．１Ωに変えた。 ・８Ω負荷の場合、このクローズドケイン設定では、ＶＮＦ：ＭＡＸ時とＣＮＦ：ＭＡＸ時のクローズドゲインが変わらないようにするためにはＲ２３は０．６８Ωとする必要がある。 ・今回は０．６８Ωが入手できなかったので０．４７Ωにしたのだが、これを０．１Ωに変えたのである。 ・理由は音。 ・０．４７Ωでは、音がちょっと緩く、いまいちハートに沁みてこない。
・が、この抵抗を０．１Ωにすると、ＶＮＦ：ＭＡＸ時とＣＮＦ：ＭＡＸ時のクローズドゲインの乖離が大きくなる。 ・右の上がＶＮＦ：ＭＡＸ時で下がＣＮＦ：ＭＡＸ時。 ・下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ時だが、ＣＮＦ：ＭＡＸ時のクローズドゲインはＶＮＦ：ＭＡＸ時より２ｄＢ〜３ｄＢ大きくなっている。 ・が、言ってみればそれだけのこと。
・で、０．４７Ωでは音がちょっと緩くていまいち心に沁みてこないのは、もしかすると出力インピーダンスの問題ではないだろうか。 ・と、電流注入法でアンプの出力インピーダンスを観る。
・上の図が、Ｒ２３の電流検出抵抗が０．４７Ωの場合。 下からＶＮＦ：ＭＡＸの場合、ＶNＦ-ＣNＦ中間の場合、ＣＮＦ：ＭＡＸの場合である。 ・ＶＮＦ：ＭＡＸで１．２２Ω、ＶNＦ-ＣNＦ中間で２．４８Ω、ＣＮＦ：ＭＡＸでは４．３Ωである。 ・下の図が、Ｒ２３の電流検出抵抗が０．１Ωの場合。 ・ＶＮＦ：ＭＡＸで０．４１Ω、ＶNＦ-ＣNＦ中間で０．７Ω、ＣＮＦ：ＭＡＸでは１．１３Ωである。 ・Ｒ２３が０．４７Ωではやはり全体的に出力インピーダンスが高い。 ・Ｒ２３が０．１Ωで丁度良い変化範囲だ。 ・こういうことであれば、ＶＮＦ：ＭＡＸ時とＣＮＦ：ＭＡＸ時の２ｄＢ〜３ｄＢ程度のクローズドゲインの乖離より、出力インピーダンスの数値を重視するのが正しいだろう。
・こうしてまた音を聴く。 ・引き締まって、コントラストも弾力も自然で魅力的な本来の音を取り戻した。 ・低音の沈み込みや弾力はUHC-MOSのNo-144改（４Ω対応）に何ら引けを取らないし、中音から高音のきめ細やかさなど、とても爽快。 ・魂が伝わる心に沁みる音だ。 ・音楽が香る。 ・これだね。
・気分を良くして裏山に散歩に出かける。 ・爽やかな五月。

２０１９年５月１９日

・パイロットLEDのアラート色はやはりふさわしくない。ので、グリーンLEDに変更。

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パワーアンプ兼パワーＩＶＣ

リボーン

・２０年前に製作したＮｏ−１３９（もどき）その２ with ２ＳＤ２１７パワーアンプ。 ・解体。 ・２ＳＢ５４１−２ＳＤ３８８パワーアンプ兼パワーＩＶＣとしてリボーン。
・電源部やケース、回路素子で使えるものはそのまま活用し、 ・こんな感じ。 ・完全対称型を止め、２電源、不完全対称型、２段差動アンプによる電流ドライブプッシュプルフォロア出力段など、先に製作した２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣにほぼ同じに。 ・シミュレーションでは、SPICEモデルがない２ＳＣ１４００は２ＳC１７７５Aで、２ＳＡ６５３は２ＳＡ６０６で、２ＳＣ１１６１は２ＳＣ９５９で、２ＳＢ５４１は２ＳＡ１９４３で、２ＳＤ３８８は２ＳＣ５２００で代用。は、恒例。 ・終段パワーＴＲのアイドリング電流は各１００ｍA、パラで２００ｍAとする。右のシミュレーションでは各９９ｍA。
・そのゲイン-周波数特性。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。赤のオープンゲインと青のループゲインは、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。 ・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時６６．１ｄＢ、８Ω負荷時７１．７ｄＢ、１６Ω負荷時７７．０ｄＢ、３２Ω負荷時８１．８ｄＢ、６４Ω負荷時８５．７ｄＢ、１００ｋΩ負荷時９３．１ｄＢ。 ・青のループゲインは、４Ω負荷時３９．２ｄＢ、８Ω負荷時４４．８ｄＢ、１６Ω負荷時５０．２ｄＢ、３２Ω負荷時５４．９ｄＢ、６４Ω負荷時５８．８ｄＢ、１００ｋΩ負荷時６６．２ｄＢ。 ・緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ程度。 ・と、２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣとほぼ同じ。
・ミドルブルック法でパワーＩＶＣ動作時のゲイン-周波数特性を観る。
・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）としたパラメトリック解析。赤のオープンゲインと青のループゲインは、下から負荷が４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩの場合。緑はクローズドゲイン。 ・赤のオープンゲインは、４Ω負荷時６６．１ｄＢ、８Ω負荷時７１．７ｄＢ、１６Ω負荷時７７．０ｄＢ、３２Ω負荷時８１．８ｄＢ、６４Ω負荷時８５．７ｄＢ、１００ｋΩ負荷時９３．２ｄＢ。 ・青のループゲインは、４Ω負荷時３９．２ｄＢ、８Ω負荷時４４．８ｄＢ、１６Ω負荷時５０．２ｄＢ、３２Ω負荷時５４．９ｄＢ、６４Ω負荷時５８．８ｄＢ、１００ｋΩ負荷時６６．２ｄＢ。 ・緑のクローズドゲインは２６．８ｄＢ程度。 ・と、パワーアンプ動作時と同じ。 ・クローズドゲインが高域で減衰しない。ミドルブルック法では何故かこうなる。仕様？
・１．４Ｖｐ−ｐ１０ｋＨｚ正弦波を入力し、各部の動作を観ても、２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣの場合と同じだろう。 ・なのでこの際、パワーＩＶＣ動作における３．６ｍＡｐ−ｐ１００ｋＨｚ正弦波入力で、各部の動作を観る。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。 ・パワーアンプ時の動作は２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣで観ている。ので、そちらで。
・１番下が出力電位と終段上下パワートランジスタそれぞれのパラのコレクタ電流値。 ・電圧推移のピークが±３０Ｖ強だが、前段電源を終段電源と共用した±３４V電源なので、この辺が出力限界。 ・１００ｋHz正弦波なので、上下トランジスタのコレクタ電流は立下りに多少の遅れが生じている。そのため、それを引き抜くプッシュプル反対側のトランジスタに電流が流れている。 ・要するに多少貫通電流が生じている。 ・下から２番目はその際の２段目差動アンプの電流値。上から２番目が、終段プッシュプルドライバーのコレクタ電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。 ・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られる。 ・貫通電流の原因である終段トランジスタのＣｏｂ等の入力容量等の充放電のための電流かな。
・同じく、パワーＩＶＣ動作における３．６ｍＡｐ−ｐ１００ｋＨｚ正弦波入力での各部の動作だが、終段上下トランジスタのベース−ベース間に１ｕＦを追加した場合。
・終段パワートランジスタのスイッチング時の貫通電流は皆無となった。 ・上から２番目の図に、加えたＣ２に流れる電流値を赤で表示してある。 ・上下トランジスタのスイッチング時にC２にパルス的な電流増加が観られる。上下トランジスタの入力容量等の充放電電流がこのＣを通って流れ、結果上手く行くということかな。
・同じくパワーＩＶＣ動作で、±３．６ｍＡｐ−ｐ１００ｋＨｚ方形波入力で、各部の動作を観る。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。
・一番下が出力波形。当然だが、どの負荷でも同じ波形。オーバーシュートもアンダーシュートもない（ような）素直な波形だ。1uSで６０V程度の立上り、立下りであり、これまで製作した電流ドライブプッシュプルフォロア型パワーアンプ＆パワーIVC達とほぼ同じスルーレート。 ・下から2番目が終段上下トランジスタのパラのコレクタ電流値だが、それぞれの立下りの遅れに伴い、貫通電流が流れている。 ・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移。 ・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られる。 ・トランジスタだから、コレクタ電流を流すためには１／ｈｆｅのベース電流を流さないといけない故にかピーク４００ｍＡにも達しているが、そのピークのタイミングとコレクタ電流のピークのタイミングが合わない。 ・要すれば、これらのパルス電流のピーク付近は、貫通電流の原因である終段トランジスタのＣｏｂ等の入力容量等の充放電のための電流。なのに充放電が足りていないので貫通電流が流れる。
・同じく、パワーＩＶＣ動作における３．６ｍＡｐ−ｐ１００ｋＨｚ方形波入力での各部の動作だが、終段上下トランジスタのベース−ベース間に１ｕＦを追加した場合。
・一番下が出力波形。特に変化はない。 ・下から２番目が終段上下トランジスタのパラのコレクタ電流値だが、貫通電流がほぼなくなった。 ・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９と２ＳＡ６０６のコレクタ電流値の推移、１番上が終段パワートランジスタのパラのベース電流値の推移だが、２ＳＡ６０６のコレクタ電流値を除いてそのピーク電流値が小さくなっている。 ・上から２番目の図に、加えた１ｕＦ（Ｃ２）に流れる電流値推移を赤で加えて表示してある。 ・方形波の立上り、立下り時にその１ｕＦにパルス電流が流れている。そのお陰で終段上下トランジスタのコレクタ電流の立下りの遅れ、要するに充放電の遅れが解消され、貫通電流が発生しないのだろう。 ・が、通常このような高周波はアンプに入力されることはないので、C２は必要ない。
・上の方形波応答の出力波形には、実は僅かにオーバーシュートとアンダーシュートがある。 ・その原因は初段差動アンプJ1のゲート抵抗R1、８２０ｋΩであり、この抵抗を短絡しゲートをアース電位にすればそれは解決する。のは、これまで製作したパワーアンプ兼パワーＩＶＣに共通。
・こう。 ・が、パワーアンプ兼パワーＩＶＣとして運用するので、この程度は無視。
・解体したＮｏ−１３９（もどき）その２ with ２ＳＤ２１７パワーアンプではどうか。 ・２Vｐ−ｐ１００ｋＨｚ正弦波入力での各部の動作を観る。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。
・１番下が出力電位、下から２番目が終段上下パワートランジスタのコレクタ電流値。 ・電圧推移のピークが±３０Ｖ弱。もう少し可能だが、まぁ、この辺で。 ・１００ｋHz正弦波なので、上下トランジスタのコレクタ電流は立下りに多少の遅れが生じている。そのため、それを引き抜くプッシュプル反対側のトランジスタに電流が流れている。要するに貫通電流が生じている。が、この程度なら十分許容範囲。 ・上から２番目が、終段ドライバー２ＳＣ９５９のコレクタ電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのベース電流値の推移。
・±２Ｖｐ−ｐ１００ｋＨｚ方形波入力での各部の動作を観る。 ・負荷を４Ω、８Ω、１６Ω、３２Ω、６４Ω、１００ｋΩ（負荷オープン相当）とした場合のパラメトリック解析。
・一番下が出力波形。 ・1uSで６０V程度の立上り、立下り。今回リボーンしたパワーアンプ兼パワーＩＶＣと同じ程度。これらのスルーレートは、初段の動作電流と２段目差動アンプの位相補正Ｃの容量で決まっているので、これらが同じ両機が同じなのは当然。 ・下から2番目が終段上下トランジスタのパラのコレクタ電流値だが、それぞれの立下りの遅れに伴い、貫通電流が流れている。 ・これはシングルドライブでは解消できない。１００ｋＨｚ正弦波応答で上の程度に収まるので我慢するしかない。 ・が、実機には方形波入力はしないのが吉。 ・上から２番目が、終段をドライブする２ＳＣ９５９のコレクタ電流値の推移。１番上が終段パワートランジスタのベース電流値の推移。 ・いずれにも、終段パワートランジスタのスイッチング時にパルス的な電流増加が観られる。 ・要すれば、これらのパルス電流は、貫通電流の原因である終段トランジスタのＣｏｂ等の入力容量等の充放電のための電流。なのに充放電が足りていないので貫通電流が流れる。今回リボーンしたパワーアンプ兼パワーＩＶＣと同じ。
・戻って、 ・電流注入法で出力インピーダンスを観る。
・低域で４１．９ｍΩ、１００ｋＨｚで７６．８ｍΩ。 ・殆ど同じ回路でシミュレーションしているのに、２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣより高め。 ・何故か？　知らない。 ・終段アイドリング電流が半分のせいか？
・パワーＩＶＣ動作における歪率を観る。
・２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａのパワーアンプ動作における歪率と殆ど同じだが、１００ｋHzについては、ループゲイン≒NFB量が２０ｄB程度少ない、すなわち1/10程度であるから、歪率は１ｋHz、１０ｋHzの１０倍程度になる、と、理屈通りになっている。 ・シミュレーション回路が殆ど同じだから当然だが、電源電圧が±１V低いのでその分最大出力は小さくなっている。 ・１ｋHzと１０ｋHzで見れば、８Ω負荷では０．１％以下で５５W、１％以下を許容すれば６４Wといったところ。４Ω負荷では０．２％以下で１１０W、１％以下を許容すれば１２０Wといったところ。１００ｋHzについては、８Ω負荷では１％以下で６０W、４Ω負荷で１１０Wといったところ。 ・今回は、終段の上下パワートランジスタのベース−ベース間に１ｕＦのＣを追加した場合のデータも加えてある。 ・結果、合計１２本のグラフがあるのだが、データが近いので余り鮮明には違いが分からない。 ・が、８Ω負荷では、１ｋＨｚ正弦波でも１０ｋＨｚ正弦波でも、５５W出力までは１ｕＦを追加した場合の方がやや低歪率である。特に１０ｋHzでは１ｕＦを追加した方が１割から２割低歪率。 ・４Ω負荷では、１ｋＨｚ正弦波でも１０ｋＨｚ正弦波でも〜５５Ｗ付近までは１ｕＦを追加した方がやや低歪率であり、特に１０ｋHz正弦波では１ｕＦを追加した方が１割から２割低歪率となっている。が、５５Ｗ以上では逆に１ｕＦを追加しない方がやや低歪率。１００ｋHzでも３２W以上では１ｕＦを追加しない方が低歪率である。 ・なかなか面白い結果だが、何故か？　知らない。 ・２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣとの比較にもなるので、本機では１ｕＦを追加して運用するのも面白いか。 ・以上は単なるシミュレーションである。信じてはいけない。
・パワートランジスタが片チャンネル４個になるが、ケースがＯＳ１１５−２６−３３ＢＸなので、放熱器に１４９ｍｍ×１００ｍｍ×５４ｍｍのTF１３１０Ａ２を使うのは不可能。 ・なので、ジャンクボックスを覗くと、２１年前に製作しとっくに解体したＮｏ−１３９（もどき）、去年リメイクしたBATTERY DRIVE MOS-FET POWER AMP（GOA＆不完全対称）等で使用していた、フレックスのＴＦ１２１０Ａ２がいくつか転がっている。 ・その寸法を測ってみると、１２２ｍｍ×１００ｍｍ×４０ｍｍ。 ・そう言えば、Ｎｏ−１４４（改）（４Ω対応）では、ＯＳ９９−２６−３３ＢＸにＴＦ１２０８（１２２ｍｍ×８０ｍｍ×４０ｍｍ）がぴったり収まっている。ので、もしかすると、この場合も上手く行くのではないかと、ＯＳ１１５−２６−３３ＢＸの側面にＴＦ１２１０Ａ２を２個並べて当ててみた。 ・ぴったりフィット。 ・これでいこう。 ・などと上手く行くほど世の中甘くはない。 ・ＴＦ１２１０Ａ２の高さ１００ｍｍが１．２ｍｍ低ければ、２１年前に作ったＮｏ−１４４（改）（４Ω対応）での方法、要するにＮｏ−１５８の方法で上手く行ったのだが、残念ながら支柱の上下幅が９８．８ｍｍなのでその１．２ｍｍの差でその間に放熱器が収まらずこの方法は不可能。 ・同じく１．２ｍｍの差を何とかし、近ごろＯＳ１１５−３２−３３BＸとＴＦ１３１０Ａ２でパワーアンプ兼パワーＩＶＣ達を作った訳だが、これらで採用した方法も、ＴＦ１２１０Ａ２の長い方のフィンの幅が支柱上下の取り付け金具の短い方の幅（２０ｍｍ）より狭い（ＴＦ１３１０Ａ２は広い）ため、これをまたいで取り付けることが出来ず、この方法も不可能。 ・この世は大体上手く行かないもの。 ・残る手法は、No−１３３（９４．６）で採用された、支柱をフロントパネルとリアパネル（OSシリーズでは正しくは共にサイドパネル（側板））の内側に移す方法。 ・No−１３３では、幅５４ｍｍのＴＦ−１３１４Ａ２を取り付けるために支柱を内側に５７ｍｍ移している。従って、幅４０ｍｍのＴＦ１２１０A２の場合は支柱を４３ｍｍ移せば良いはず。 ・が、その際は、天板と底板も幅を両側とも４３ｍｍずつカットしなければならない。道具もない素人には不可能と言うべき作業。 ・なので、良い手はないかとタカチのHPを眺めてみると、OS１１５-２６-２３BXの天板のサイズが、ＯＳ１１５−２６−３３BＸの天板のサイズに比べて、横幅が１００ｍｍ小さいだけ他は同じではないか。これだと、支柱を左右とも５０ｍｍ内側に移すとOS１１５-２６-２３BXの天板、底板がぴったりと収まるはず。 ・OS１１５-２６-２３BXの天板、底板を使おう。 ・が、厚み４０ｍｍのTF１２１０A２をそうやって内側に移動したパネルに１０ｍｍのスペーサーでケース左右外側に取り付ければ、フロントパネル及びリアパネルの外縁より５０−４３＝７ｍｍ内側に引っ込んだ格好になるだろう。 ・それで不恰好か？　は、やってみなければ分からないし、たとえ多少不格好でも出来合いのモノで何とかするのだから、妥協も必要。 ・早速タカチからOS-１１５-２６-２３BXの天板と底板１組を入手。 ・また、このようにケースを改造すると、部品配置位置の関係で今使用中のフロントパネルとリアパネルが使えなくなる。 ・穴が開いたまま使えば使えないことはないが、それではかなり見栄えが良くない。 ・ので、タカチからＯＳ１１５−２６−３３ＢＸのサイドパネル（側板）２枚も入手。 ・ケース加工はもとより楽しくないが、今回の難関は、支柱を５０ｍｍ内側に移すために、フロントパネルとリアパネル内側のフランジを左右とも５０ｍｍずつカットし取り除く作業。 ・先生の説明では、金ノコでフランジを所定の位置で切り、その部分までのフランジの根元の両面にカッターナイフで切りすじを入れれば、後はその部分をペンチで折り曲げるときれいにカットできる、と、ある。 ・が、フランジはそんなにヤワではない。切りすじを入れペンチで折り曲げようとしてもびくともしない。 ・根元の切りすじをもっと深くしなければならないのかもしれないが、その作業をやっていたのではおとといになりそう。 ・なので、根元にカッターで深く切りすじを入れるのは諦め、代わりに浅い切りすじのまま取り外すべきフランジを金ノコでいくつかに分割し、分割したフランジ毎にペンチで折り曲げてみると、上手く根元からポキっと取り除くことが出来た。 ・手作業だから、もとより数値通りに正確に切ったり、穴あけしたりは出来ない。ので、全て現物合わせで作業。 ・カットは過ぎるとリカバー不能なので内輪にカットしてやすりで慎重に微調整する。穴あけも慎重に行う。 ・そうしてケースとして組み上げてみると、手作業でこれならまぁまぁかな。
・気を良くして、フロントパネル、リアパネル等の穴あけ加工と化粧も一気に。 ・インスタントレタリングは、MJオンラインストアの出来の悪いのを止む無く使う。 ・基板を吊り下げるための桟も渡し、 ・筐体出来上がり。
・基板も出来上がってきた。 ・まず保護回路部。 ・回路はいつもの通りK式を借用。
・次にアンプ部。 ・２ＳＡ１００７Ａ-２ＳＣ２３３７Ａパワーアンプ兼パワーＩＶＣのアンプ部と同じ。 ＊MKP-QSはこの後V2Aに交換。（見つかったので）
・回路はこう。	・シミュレーション回路に同じ。
・電源部は既存。 ・電源トランスは、容量１ＫＶＡのテクニカルサンヨー ＴＳ−８０。今となっては手に入らない。 ・２４V１９．５Aとは凄い。マルチアンプシステム用のパワーアンプ３台にこれ１台で対応しようと設計されたもの。 ・真空管ヒーター用６．３Vも多数用意され、ハイブリッドパワーアンプにも対応。 ・が、このアンプで使うのは２４V巻き線による±３４Vのみ。
・アンプ部は手順を踏んで組み立て、
・所要の調整をしながら配線作業をし、
・出来上がり。
・早速音出し。
・この人の作品は音が良く、心に沁みる。 ・リボーンした２ＳＢ５４１−２ＳＤ３８８パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。 ・凛として情感豊か。
・J-POPだが自然な方。 ・まぁまぁ。
・まぁまぁ。
・良い。 ・こういうのを気楽に聴くのも乙。
・この人は、真正シンガーソングライター。 ・感受性豊かに内なる美意識をぶつけてくる。 ・若い（当時）のに凄い。詩、曲、聴いていて気持ち良いくらいに。 ・この方も２０年。 ・彼女たちの心のひだをそのまま引き出す２ＳＢ５４１−２ＳＤ３８８パワーアンプ兼パワーＩＶＣ。良いアンプになった。

２０２１年８月１８日

・インスタントレタリングで化粧。

メンテナンス

・特段のメンテ項目もないが、この際、オシロで位相補正の適正度を観る。
	１０ｐF　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・位相補正は現行の１０ｐF。 ・先ずは、１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・輝線に何かまとわりついているが、観測環境のせいなのでそれは無視。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。
	１０ｐF　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・次に、１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが出ている。 ・いにしえの教本では、このように１００ｋHz方形波応答に、１波のオーバーシュート、アンダーシュートが出るように位相補正を調整するという教義だった。 ・よって、これで良い。
・が、一応、ＬＴｓｐｉｃｅで、位相補正Ｃ１＝１０ｐＦ、１２ｐＦ、１３ｐＦ、１５ｐＦの場合の１００ｋHｚ方形波応答を、パラメトリック解析で観る。
・位相補正Ｃ１＝１０ｐＦでは、実機の１００ｋＨｚ方形波応答と同様に、１波のオーバーシュート、アンダーシュートが出ている。 ・位相補正Ｃ１＝１２ｐＦ、１３ｐＦ、１５ｐＦの場合はオーバーシュートもアンダーシュートもない滑らかな肩特性の応答になる。 ・勿論、位相補正Ｃ１の容量が少ないほど立上り、立下り速度は早い。 ・で、どうすべきか？ ・どうせ変えても音の変化は聴き取れない。 ・と言っては見もふたもない。
・ので、１０ｐFに２ｐFをパラにして、位相補正を１２ｐFにしてみる。
	１２ｐF　横軸20uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・１０ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、オーバーシュートもアンダーシュートもない。
	１２ｐF　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ
・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートが僅かに出ている。アンダーシュート側には僅かにリンギングもある。 ・良いのではないかな。
	１０ｐF　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ　負荷８Ω
・参考までに、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答を観る。 ・位相補正が１０ｐFの場合。 ・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートのほか、うねりと言うかリンギングが出ている。 ・入力波形の方は良く分からない。
	１２ｐF　横軸2uS／div、縦軸下は０．０５V／ｄｉｖ、上は1Ｖ／ｄｉｖ　負荷８Ω
・同じく、８Ω抵抗を負荷にした場合の方形波応答。 ・こちらは位相補正１２ｐF。 ・１００ｋHｚ方形波応答。 ・下が入力波形で上が出力波形。 ・出力波形には、立上り時のオーバーシュートと立下り時のアンダーシュートのほか、うねりと言うかリンギングが出ているが、そのうねりと言うかリンギングは、１０ｐFの場合より早く終息しているようだ。
・位相補正は１２ｐFにする。 ・よって、全回路図はこう。 ・位相補正が１０ｐFから１２ｐFになっただけ。
・位相補正を１０ｐFから１２ｐFにして、音は良くなるか？
・素晴らしく良くなった。 ・と、言えればオーディオ評論家になれるかも知れない。 ・が、以前から素晴らしく良いので、要は同じ。（爆）

２０２３年１１月２３日